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igbt串联并联原理设计赏析

作者:to88通盈官方网站 发布时间:2021-02-09 15:42 点击数:

  IGBT的并联主要是为了解决电 流规格不足的问题,有时候是材料所限将IGBT 单管并联使用,电流规格也可以达到甚至比模块更高;更多的情况是现有产品规格受限制,即市场上最大电流规格的IGBT模块也不能满足需要并联是不得已而为之。

  NPT、FS型IGBT Lk PT型IGBT更容易并联,但并不是可以无条件的任意并联。

  直流母线( DC-link)也译为“直流链路”,指系统主电路的直流供电回路,而忽略交流信号通道。相应的,主电路供电系统的主滤汲电容也称为直流链路电容。“

  直流母线的正、负端与各并联IGBT的连线长度最好相等,尤其是电 流规格比较大的模块并联时更应该注意。

  在每个并联的发射极回路应设置均 流 电阻,阻值可取栅极电阻的1/3。

  C-E问突波吸收电路,应为每个并联的IGBT 单独配置。

  尽可能为每个IGBT 单独配置电源滤波电容,尤其是模块并联时更应该注意。

  注意直流母线与并联IGBT的连线形式(导线的形状与截面的形状)与方式(布线与结构)。大电流导线以扁 平为佳,多条导线相对于模块最好侧立布是水平叠层布置。

  模块并联时,应使用第二发射极(副发射极);单管并联时,发射极先与驱动回路连接,后与直流母线连接。

  每个并联的IGBT都要有自己的栅极电阻。虽然模块内部火都已经设置了(内部)栅极电阻,多个模块并联时仍然需要为每个模块配备栅极电阻;如果是独立的多单元模块(模块的每个单元都有独立的引出线),内部互不连接,将多个单元并联起来的时候,每个单元都要配置栅极电阻。

  应为发射极配置均流电阻R。。均流电阻有负反馈作用,也和栅极R。一样具有消除振荡的作用。对于单管并联,主电路电流并不算太大时,均 流 电阻可以串联在主电路中,能够更有效地均流,并防止开关速度快的IGBT过载;对于模块并联,主电路的电流非常大,若将均流电阻串联在主回路中,即使阻值很小也会带来客观功耗,这时均流电阻串联在驱动回路中较为合理。如果想进一步抑制并联回路的电流均衡问题,可以在主回路中串人电感,以有效地抑制峰值电流不均的问题。

  主滤波电容应该优先选用低ESR(等效串联电阻)和抗高IR(纹波电流)的品种。ESR和IR除了关注技术手册或者经销商提供的数据,还要上线(装上实际应用的电路)进行实际测试。

  如果成本允许,选择(金属化)聚丙烯薄膜电容(MKP)比传统的电解电容更有优势,尤其是超过500V的直流母线系统。MKP 电容承受纹波电流、浪涌电压的能力强,还可以承受反向电压,而且电压规格比较高,大容量规格,市场上有3300V以上的产品。

  各并联单管/模块的C-E间承受的正向电压应尽量相等(均压);

  尽量减小各IGBT 之间技术参数的差别:选择同一制造商、同一型号的产品,如果有条件,选择同一批次的产品。

  散热条件尽量相同:强制风冷与并联的要求相同,目的是使散热片的温度尽量相同。

  设置静态分压电阻:静态条件下,用并联电阻均压使串联IGBT上的压降趋同,流过该电阻的电流为ICES的5~10倍,而该电阻分担的电压则是直流母线电压除以串联IGBT的个数。

  用RC突波吸收进行动态均压:目的是使C-E间的电压变化速率趋同。

  多电平拓扑:IGBT直接串 联多适用于小、中功率的高匯开关,功率比骏大的时候,多电平变换电路应用得比较多。

  钳位电路的钳位电压等于l/n总耐受电压。如2个串联,钳位电压等于总耐受电压的1/2。

  隔离驱动可以用光耦,也可以用脉冲变压器。无论哪种形式,都需要注意隔离器件的隔离电压,不是每个串联单元的电压规格,而是各串 联单元的电压规格之和。例如,2个3. 3kV的IGBT串联,驱动隔离单元的隔离电压的安全规格应该是6. 6kV,而不是3.3kV。

  Q3是Q1的栅极放电开关,在N2上负下正的时候导通,将Q1栅极的电荷迅速泄放掉;Di则能够加速Qi的导通过程。

  如果Q1、Q2的电流规格比较大,需要的驱动功率也比较大,则自供电驱动方式(图4)会因为T1功率的增加而限制开关速度。同时,利用高级开关驱动信号来实现自驱动,功率太大,也不经济,还会使EMI问题增多。因此,如果串联开关的电流规格比较大,推荐采用隔离电源供电,像图3那样进行有源驱动。

  无论哪种驱动方式串联后的功率开关都已经不再是3端器件。图2是5端(单管应用)或者6端器件(半桥应用,Vcc也需要与信号地隔离);图3则是4端器件,采用隔离电源有源驱动时则是5端或者6端器件。

  以串联开关Q1为例(Q2与之相同),一种有源自供电 电路如图4所示,驱动电路如图2所示。Q3充当C1的有源可控开关,在Q1关断期间导通,对储能元件C1充电,C1 驱动电路供电。

  Q3与Q1的电压规格和开关性能相同,电流规格无特别要求,电压规格要求不高的时候,可以用同等电压规格但电流规格较小的VMOS替代。

  TVS为Q3的开关控制器件。当 Q1关断时,其集电极电 位升高,将TVS击穿,Q3栅极得到偏置 电压而导通。如果开关速度不高,TVS可以用稳压二仪冒替代;如桌這度比较高,半导体器件不能满足要求的时候,TVS可以用气体放电管替代。D2为Q3的栅极偏置器件,当 TVS击穿时,为Q3栅极提供合适的偏 置 电压。D1为阻断二极管,使Q3变为单向开关;如果采用逆阻型IGBT,D1可以省略。

  如果将思路转换一下,将高压主电源也相应地分成若干相等的部分,每个IGBT对应高压主电源的一部分,上述问题就可以迎刃而解了。这就是多电平变换。

  将高压主电源分成若干相等的部分,目前基本上有两种方法:一是利用电等的部分(分量电源),我们且称为电容分压型,比较适用于高频变换(频率过低,分压电容的容量就会很大,体积也会很大);另一种方法是将若干组电压相等的直流 电源(分电源)串 联起来构成高压直流主电源,我们且称为电源串联型,频率高、低皆适用,用电池组供电时尤其适用。

  无论哪种方法,高压主电源被分成的分数且称为主电源的阶数,以n表示。电容分压型,多电平变换 电路的电平数量为n十 1,若用2个电容将主电源分成3分,就是3 电平变换;电源串 联型,每分电源为1 阶,电平数等于2n十 1,即两组分电源串联起来构成5 电平变换。不难看出,实际上电容分压型最少是3电平变换,电源串联型最少是5 电平变换。3 电平变换和5 电平变换也是目前实用化产品的主流。

  电容分压型需要对分量电源进行均压,基本方法是对分量电源进行钳位。根据钳位元件的不同,电容分压型多电平变换又可以分成二极管钳位型和电容钳位两种。

  多电平变换技术在基于IGBT、VMOS、GTR的大功率电路中均有应用,而且在基于VMOS、GTR的大功率电路中应用得更早,更多的应用还有基于SCR、IGCT的大功率电路。

  电容钳位型:采用电容为钳位元件,单相电路拓扑如图7所示。可见,电容钳位型与二极管钳位型只是钳位元件不同,电路拓扑是相同的。

  电源串联型:主电源由多组相同的直流电源(分电源)组成,分电源之间彼此隔离,在供电关系上是串联关系。单相电路拓扑如图8所示。

  n:为电平数,3电平变换器需要(31)×(32)=2个钳位元件

  钳位电容也称为Flying capacitor,flying的意思是快速开关。因此,Flyingcapacitor在一些公开资料中译为“飞跨电容”、“跨接电容”似乎欠妥,笔者推荐译为“开关电容”。

  多电平变换器的交流输出波形属于高频包络型,每个电平就是输,函波形中的一个台阶,因此 3 电平变换器的交流输出实际上是方波。电平数越多,输出波形上的台阶就越多,交流波形就越平滑;但是,电平数越大,用到的功率开关、钳位元件、分压元件的数量就越多,控制 电路的逻辑就越复杂。针对上述多电平变换的基本电路拓扑,实际应用时进行不同的组合就可得到多种多样的形式,见于公开技术资料的有逐次级联型( Generalized multilevel)、对称混合级联型( Mixed-Ievel hybrid multilevel)、不对称混合级联型(Asymmetric hybridmultilevel)等。

  无论是IGBT直接串联还是多电平变换电路,都是桥式电路。尤其是三相桥电路,不能满足功率方面的需要时才会采用。因此,在实践中多电平变换器三相桥的形式出现得比较多。图9是二极管钳位型的三相桥电路拓扑。

  电平变换器的驱动、控制 电路一般称为多电平调制器( Multilevel modu-lator),大致如图10所示


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